信号的IQ分解和信号差分传输

信号的IQ分解和信号差分传输

来源:电子工程专辑

I/Q 信号是调制输入端为了提高频带利用率而设计的相位正交的两路信号。

信号的IQ分解和信号差分传输

在信号分析中,我们常把信号进行矢量分解,也就是将信号分解为频率相同、峰值幅度相同但相位相差90的两个分量。用矢量表述信号,可以完整地描述信号的幅度、频率和相位。矢量作为一个图解工具,矢量是一个直角坐标系中的旋转的箭头。箭头的长度代表信号的峰值幅度。逆时针旋转方向为正方向。箭头与横轴正半轴的夹角为相位。信号周期对应于箭头旋转一周的时间。信号每秒钟完成旋转的次数对应于信号频率。信号矢量在纵轴上的投影长度等于信号的峰值幅度乘以相位正弦值,因此,如果信号是一个正弦波,该投影就对应于信号的瞬时幅度。通常采用一个正弦信号(Asinwt)和一个余弦信号(Acoswt)描述这两个分量,其中余弦分量被称为同相分量,即I分量;正弦分量被称为正交分量,即Q 分量。信号通常用复数表示,这样它可以分解为实部与虚部。

x(t)= a(t)+jb(t), 即为I,Q 信号。

I/Q 是信号分解,I 或Q 不能单独代表信号全部信息。I/Q 主要用于无线通信的I/Q 调制电路,即所谓的”万能调制器”,可以实现多种调制.当然差分信号也可以用在调制上,例如BPSK 调制.另外所谓的基带数字信号与基带模拟信号是有区别的,DA 之前是基带数字信号,DA 之后是基带模拟信号.

例子: QPSK
设输入的二进制数字信息序列为1001001110…,则将它们分为10,01,00,1 1,10,…即经过串并转换后得到I 路信号:10011…,Q 路信号01010…然后I 路与coswt 相乘,Q 路与sinwt 相乘,最后相加得到QPSK 信号。

一般IQ 线都会走差分对形式. 下图为某电路中采用的形式。

信号的IQ分解和信号差分传输

差分信号是指在放大器输入端为了避免共模干扰而设计的相位相反的两路信号。差分信号是信号形式,一路信号含有全部信息。差分可以数字,也可以模拟。

信号的IQ分解和信号差分传输
信号的IQ分解和信号差分传输

差分信号用于PCB 板内信号的传输,差分信号要求幅度相等而相位相反,主要是为了消除共模干扰,差分信号一般是基带模拟信号,也可以是基带的数字信号,如高速数字信号.要求传输差分信号的两根线藕合得很紧,以得到良好的EMI 性能及抗干扰能力,另外差分信号还可以达到精确的时序定位.

差分信号好处:

第一个是,因为你在控制’基准’电压,所以能够很容易地识别小信号。
在一个地做基准,单端信号方案的系统里,测量信号的精确值依赖系统内’地’的一致性。信号源和信号接收器距离越远,他们局部地的电压值之间有差异的可能性就越大。从差分信号恢复的信号值在很大程度上与’地’的精确值无关,而在某一范围内。

第二个是,它对外部电磁干扰(EMI)是高度免疫的。
一个干扰源几乎相同程度地影响差分信号对的每一端。既然电压差异决定信号值,这样将忽视在两个导体上出现的任何同样干扰。除了对干扰不大灵敏外,差分信号比单端信号生成的 EMI 还要少。

第三个是,在一个单电源系统,能够从容精确地处理’双极’信号。
为了处理单端,单电源系统的双极信号,我们必须在地和电源干线之间某任意电压处(通常是中点)建立一个虚地。用高于虚地的电压来表示正极信号,低于虚地的电压来表示负极信号。接下来,必须把虚地正确地分布到整个系统里。
而对于差分信号,不需要这样一个虚地,这就使我们处理和传播双极信号有一个高真度,而无须依赖虚地的稳定性。

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使用巴伦Balun测量相位噪声

使用巴伦Balun测量相位噪声

来源:射频百花潭

巴伦(平衡-不平衡转换器)通常被用于测量差分时钟和计时器的相位噪声。虽然看似简单易用,但是巴伦在测量中的作用相当复杂,不知不觉地会给测量结果引入器件误差。本文介绍了这些器件误差,讨论了其产生的原因和消除误差的方法。并给出了精确测量相位噪声时所用巴伦的选型建议。

使用巴伦Balun测量相位噪声

差分时钟信号在数据通信、无线、仪器和医疗等领域被广泛应用。差分信号使用双导体传输线,理论上每条导线上信号幅度相等但是相位相反,如LVPECL、LVDS和CML。和单端信号相比,导线上的差分信号电压波幅更小,故可工作在更高频率。在供电电源条件相同时,差分信号的电压波幅可以比单端信号更大,从而提高了差分信号的信噪比。

使用巴伦Balun测量相位噪声

差分信号可以抑制共模噪声,因此在嘈杂噪声环境中表现更好。此外,差分信号计时更加精确,是因为和单端信号相比,差分信号的交叉位置更容易控制(取决于电压超过某绝对参考电平)。

相位噪声量化了信号的短期相位波动,无疑是重要计时应用中评估时钟和计时器件的最重要参数。相位噪声(和幅度噪声)可以使用频谱分析仪或者专用的相位噪声分析仪测量,但仪器只能进行单端测量。将器件的差分信号转为单端信号,需要有源探头,差分到单端放大器或者是无源巴伦。因为巴伦在测量中不引入放大噪声,适合于低噪声情况下的测量。宽带巴伦因为可以覆盖较宽的频率范围而备受喜爱。

本文探讨了如何使用巴伦测量差分时钟信号的相位噪声。首先讨论了巴伦在测量中可能引入的器件误差。给出的测量范例数据只为说明原理,并不代表典型情况或者最坏情况。实际上,巴伦对相位噪声数据有无影响、影响多少都是很难预测的。本文分析了多种影响测量的因素,例如巴伦的选型、待测器件类型、连接待测器件和巴伦的线缆和元器件等。介绍了判断巴伦是否影响相位噪声测量的试验方法。最后,给出了如何选择巴伦,并如何用它进行准确的相位噪声测量的建议。据笔者所知,本文是公开发表的第一篇关于巴伦如何测量相位噪声的文章。

巴伦入门

图1说明了巴伦在将平衡阻抗(即差分信号)转换为不平衡阻抗(即单端信号)时的作用。巴伦本身很容易使用,只需要三个连接(两个输入和一个输出)且无需供电。巴伦作为互易器件,两端都可以作为输入端。将单端信号转换成差分信号的巴伦叫分路器。当反过来使用时,被称为合路器。在正常模式下,理论上差分端口J2和J3输出等幅反相信号,不平衡端口J1通常和传输线进行阻抗匹配,一般为50欧姆。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图1:巴伦信号的流动和性能参数

巴伦的性能可以用几个关键指标表示。幅度平衡性(单位dB)是不平衡端口到一个平衡端口的差分插入损耗和不平衡端口到另一个平衡端口的差分插入损耗之间的差值。相位平衡性(单位度)是差分端口之间差分相移的差值。插入损耗(单位dB)是——刨除信号分路导致的额定损失之外的——在信号通路上增加巴伦引起的额外信号功率损失。隔离度(单位dB)是信号从一个差分端口进入(如J2),从另一个差分端口流出(J3)时,两端口之间信号功率的比值。回波损耗(单位dB)或电压驻波比(VSWR)代表了巴伦与负载阻抗和源阻抗之间匹配的程度,一般为50欧姆。

最后,共模抑制比(CMRR)(单位dB)是共模增益对差模增益之比,反映了巴伦对于从平衡端口向不平衡端口传输的共模信号的衰减能力。基于矢量对消方法,可以根据幅度和相位平衡性计算出CMRR。

测量设置

如图2中a到d所示四种基本测量设置,使用高速实时示波器分析时钟信号的信号完整性,使用信号源分析仪测量其相位噪声。虽然本研究分析了很多制造商的时钟器件,本文只列举两种待测器件(DUT)的结果以便说明关键发现。两种待测器件都是市售5mm*7mm表贴晶振(XO)。第一个待测器件是基于模拟乘法器的156.25MHz LVPECL XO。第二个待测器件是输出频率可根据内部锁相环(PPL)调节的LVDS XO,其输出频率为78.125MHz或312.5MHz。两种待测器件的端口用于驱动50欧姆测量设备,如图2中e和f所示。除非另作说明,图2测量设置中使用0.1μF AC耦合电容和0欧姆串联终端电阻。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图2:使用示波器(a)、巴伦合路器(b)、巴伦分路器(c)和单端相位噪声分析仪(d)的测量设置,测量待测器件LVPECL(e)和LVDS(f)的输出。

部分测量设置使用的巴伦连接或不连接同轴固定衰减器(即衰减器)。虽然研究了多个供应商的巴伦,为了说明关键发现,在此只举出2个宽带巴伦。两个巴伦都来自Marki Microwave公司测试和测量产品线,即BAL0006 (200kHz到6GHz)和BAL0036 (300kHz到36GHz)。

选择这两个巴伦是因为两者的隔离度不同。BAL0006在待测器件工作频点上有6dB的隔离度,而BAL0036隔离度提高至10dB,且在较高频率隔离度提高更多。为清晰起见,本文简称BAL0036为有隔离巴伦,BAL0006为无(额外)隔离巴伦。

由于相位噪声分析仪输入端口只能接收交流信号,待测器件和此设备之间必须要加直流隔离器。一般来说,在巴伦的两端都可以加直流隔离器。然而如果巴伦的端口对地直流短路(参考其数据手册),当巴伦被用作合路器时,在巴伦的输入端口必须设置直流隔离器。因此,最好养成将直流隔离器加在巴伦的输入端(即差分端口)的习惯,如图2所示。

信号完整性

示波器通常有不止一个输入端口,所以测量时不需要巴伦。尽管如此,从时域观测巴伦的输出可以增加了解其工作原理。图3为两个不同的晶振和两种不同巴伦产生的波形。图3左侧是LVPECL 156.25MHz晶振波形,右侧是LVDS 312.5MHz晶振波形。底部是有隔离巴伦的情况,顶部是无(额外)隔离巴伦的情况。无隔离巴伦产生的波形噪声更大,其外部衰减器则会降低噪声。每张图都包含一条使用两通道示波器测量的不带巴伦的曲线以供参考(图2a),将两个通道的信号相减,从而得到差分信号。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图3:使用有隔离巴伦(下)和无隔离巴伦(上)测量156.25MHz

LVPECL(左)和312.5MHz LVDS(右)晶体振荡器波形。
巴伦的插入损耗显然是有巴伦情况下信号峰值小于无巴伦情况下参考波形的原因。不带隔离的巴伦降低了LVPECL和LVDS波形的信号完整性。逻辑电平波形的不平坦表明了巴伦差分端口影响待测器件导致信号失真。相比之下,带隔离的巴伦输出明显更干净的波形。在巴伦的差分端口增加外部衰减器(图2b),信号波形的完整性随衰减增加而改善。在本例中,不带隔离的巴伦输入端口需要9dB的外部衰减,以恢复“无巴伦”时的波形(即归一化每条曲线,使峰值相互重叠)。

有趣的是,图4表明巴伦作为分路器比其作为合路器输出的波形更干净。图4中的信号根据图2中a和c所示设置测得,使用不带隔离巴伦、LVPECL晶振、且没有外部衰减。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图4:巴伦作为分路器得到的差分信号比作为合路器更干净

以上信号完整性降低的原因,可以大部分归因于巴伦隔离度不够。图5a说明了没有隔离的巴伦在其差分端口之间的信号泄露非常可观。来自一个差分端口的泄露信号干扰了另一个差分端口前向传输信号。取决于驱动器的架构,在待测器件输出驱动器处也会出现信号泄露并会影响其正常工作。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图5:具有较差隔离度的巴伦(a)导致信号在巴伦内部泄露。通过增加隔离度(b)或者增加外部衰减器(c)可以降低信号泄露。巴伦作为分路器(d)时不存在信号泄露,所以输出波形也更加干净。

图3中带隔离巴伦的波形信号完整性较好,是因为巴伦内部的额外隔离衰减了此泄露电流(图5b)。给不带隔离的巴伦增加外部衰减器,如图5c,并不能防止差分端口之间的信号泄露,但是和没有外部衰减器的情况相比,泄露的信号的确被衰减了。此外,外部衰减器减少了待测器件输出驱动器端出现的信号泄露。当此泄露信号从一个输出驱动器通过巴伦传导到另一个输出驱动器的过程中其实被衰减了两次(每个衰减器衰减一次)。比较图3中无隔离巴伦曲线中‘巴伦’和‘巴伦+9dB衰减’两组曲线,两者之间非常相似(在将两者最大值归一化之后),在待测器件输出驱动器电路端出现的信号泄露现象,是巴伦输出信号噪声的主要来源。

最后,如图4和图5d所示,巴伦作为分路器比作为合路器时波形更干净,因为待测器件输出驱动器并没有获得来自巴伦的泄露信号。

随机相位噪声

如图2b中的设置,使用合路器巴伦进行相位噪声测量。相位噪声是在频域测量信号相位的变化。通过处理相位噪声测量数据,可以得到相位抖动值,其均方根值用秒表示。相位噪声积分曲线,以-10dB每格的速度下降至初始交汇点。
图6a反映了外部衰减器如何大幅度改变测得的LVPECL晶振的相位噪声。没有衰减的情况下,不带隔离巴伦相位噪声测量,距中心频点约600KHz以下结果较好,600KHz以上结果较差。增加3dB的衰减可以大幅度降低巴伦在相位噪声测量中引起的器件误差。随着衰减的增加,改善的幅度减小甚至最终消失。使用6dB衰减器(本文未给出)和9dB衰减器的相位噪声曲线是重叠的。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图6:使用无隔离巴伦(a)和有隔离巴伦(b)对LVPECL 156.25MHz晶振相位噪声的测量结果,说明了外部衰减对测量的影响。

图6b反映了有隔离的巴伦相位噪声测量结果和外部衰减器的衰减量无关,说明在巴伦内部增加隔离度大幅度消除了巴伦在测量中引入的器件误差。因此为无隔离巴伦增加外部衰减和在巴伦内部增加隔离的效果同样好。

为减小巴伦在相位噪声测量中的器件误差而增加外部衰减的缺点是降低了进入相位噪声分析仪的信号功率,从而可能降低测量数据的准确性。Keysight相位噪声分析仪在其PLL内部集成了基于二极管的需要直流偏置的相位探测器。因此推荐输入信号的功率范围为0-5dBm。增加外部衰减实际上将待测信号降低到仪器的噪声本底之下。打开仪器中的互相关功能有助于提取待测信号,然而互相关功能需要增加测量时间,且不见得管用:取决于待测信号比仪器的噪声本底低多少。仪器的噪声本底对相位噪声测量的影响可参见图6,和较低衰减对应的曲线相比,其中9dB的外部衰减对应曲线在最低相位噪声水平反而高(如偏离中心频点2MHz以外)。

因此在差分端口使用高隔离度的巴伦是非常重要的。如果需要外部衰减,要使用能获得稳定数据的最小衰减量。确定最优的衰减值可以小幅度增加衰减,直到噪声数据不再变化为止。然后选择可以得到此测量数据的最小衰减值。在图6a中,最优的衰减值为6dB(本文未给出)。在图6b中,不需要外部衰减。
除了巴伦端口之间较差的隔离度带来的信号损失,在特征阻抗(通常是50欧姆)失配的传输线接口处也会造成反射。这些反射和前向传播信号合并形成驻波。此时线缆两端待测器件和巴伦端口处的电压幅度(和电流)是线缆长度的函数,会影响待测器件和巴伦的正常工作。VSWR测量的是驻波最大值和最小值之间的比例。具有理想负载的元器件的VSWR值为1,表明线缆中任意位置的电压(和电流)是恒定的。实际上元器件的VSWR都是大于1的。待测器件驱动器阻抗是看向巴伦的,因此是连接待测器件和巴伦的线缆长度的函数。图7说明改变线缆长度会影响信号完整性和相位噪声特征。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图7:使用无隔离巴伦、6英寸同轴线(a)和18英寸同轴线(b)测得的LVPECL 156.25MHz晶振波形和相位噪声。

理论上,线缆长度越长,所述传输线效应越明显。较短的传输线中,待测器件到巴伦的时延比信号转换时间短,反射在影响信号之前就完成了。从频域角度分析,较长的传输线相位延迟随频率变化更多。从时域角度分析,较长的传输线时延较长,当发生反射时,造成的驻波和干扰的效果也越大。通过选用回波损耗性能优秀的巴伦(防止最初的反射)和待测器件(防止次生反射)可以减小这些效应。

杂散相位噪声

虽然相位噪声分析仪可以测得原始相位噪声(单位dBc/Hz),它也能通过数据后处理来检测杂散相位噪声。相位噪声数据dBc/Hz可以和杂散数据以幅度比的形式绘制,杂散数据可以使用不同的颜色以便区分其单位变化(因为两者共用Y轴刻度)。图8 a和b是按此方法绘制的312.5MHz LVDS XO的两个杂散相位噪声曲线。按照图2d中设置测量,图8 c和d使用水平线量化单端信号杂散的幅度。单端杂散幅度用水平线表示,差分杂散幅度是衰减量的函数,用柱状图表示。这些线对应OUT+和OUT-。对于此待测器件来说,其两个输出端口杂散幅度是不同的。图8 c和d表明按照图2b中设置,使用无隔离巴伦测得的杂散幅度。可见,通过增加外部衰减的幅度,基本上可以将杂散的幅度降低至单端杂散幅度(用dBc表示)平均值水平。

使用巴伦Balun测量相位噪声
使用巴伦Balun测量相位噪声

图8:LVDS 312.5MHz晶振的相位噪声(a),其中监测到39MHz和78MHz杂散(b),并测得杂散的相对幅度(c)和(d)。

串联端接

为了进一步分析元件反射效应和巴伦隔离度对相位噪声测量的影响,待测器件输出端通过串联端接和传输线进行阻抗匹配后,再连接到无隔离的巴伦。确切的说,测得LVPECL XO输出阻抗在156MHz为35欧姆,所以图2e中串联电阻Rs的阻值为15欧姆。同理可得,LVDS XO输出阻抗在78MHz和312MHz分别为3欧姆和13欧姆,所以图2f中串联电阻Rs分别为47欧姆和37欧姆。这两种情况下,使用串联端接的相位噪声测量结果都更加准确。

图9总结了以上两种情况的测量结果。红色曲线是原始的相位噪声数据,测量使用无隔离巴伦、无串联端接、且无外部衰减。绿色曲线除使用串联端接以外,其余和红色曲线测量条件相同。蓝色曲线和绿色曲线条件相似,但在得到稳定相位噪声曲线的基础上增加了更多的衰减(即减少3dB衰减也能测得和图9中相同的蓝色曲线数据)。蓝色曲线和使用带隔离的巴伦测得的数据相同,因此代表了此待测器件相位噪声测量的最准确结果。串联端接(绿色曲线)可以改善相位噪声测量。

使用巴伦Balun测量相位噪声

图9:156.25MHz LVPECL XO(a)和78.125MHz LVDS XO(b)使用无隔离

巴伦测得输出驱动器不同的阻值及衰减情况下待测器件的相位噪声曲线。
由于巴伦、线缆和待测器件输出端都没有完美匹配到50欧姆,也没有互相匹配,导致驻波和震荡的反射就会发生。这些反射和巴伦隔离度较低导致的信号泄露,共同形成了从巴伦传导至待测器件的反向信号。如果待测器件输出缓冲放大器和其内部的VCO、震荡电路或其他器件之间隔离度较差的话,就会影响待测器件输出信号的相位噪声。使用串联端接将待测器件和传输线阻抗进行匹配,可以吸收反射信号,防止其在待测器件和巴伦之间往复传播。端接阻抗对相位噪声的影响和增加外部衰减相似(比较图9a和图6a)。在待测器件和巴伦之间增加衰减,以2倍于衰减值的方式,有效地改善了负载的回波损耗。

虽然差分时钟输出缓冲放大器被设计成用于驱动50欧姆负载,但是其输出阻抗往往不是50欧姆。使用50欧姆终端负载的测量仪器时,这个问题并不明显,但是当遇到非理想负载的情况就麻烦了。虽然一般普通相位噪声测量时,将待测器件进行串联端接并不实际,选用高回波损耗的器件(低VSWR)依然可以最小化反射波。此外通过使用尽可能短的线缆(巴伦和待测器件之间的线尽量短以防止信号震荡)以降低反射和低隔离导致的驻波。

结论

由巴伦较差的隔离度和阻抗不理想的元件反射共同引起的反向泄露信号会从巴伦传导至待测器件。由于待测器件本身输出阻抗并没有和传输线匹配,反向信号在待测器件输出缓冲放大器处再次反射并在待测器件和巴伦之间往复传播。这最终形成了震荡的驻波,并可能会影响待测器件的工作。如果待测器件的输出缓冲放大器与其内部的VCO、振荡器以及其他器件之间的隔离度较差,此器件产生的相位噪声就会改变。

在相位噪声测量中,增加巴伦对特定的待测器件的影响难以预测。能否测得巴伦的影响取决于很多复杂的因素。这些影响会导致相位噪声测量数据和真实值相比变好或变差。以下是按照优先级罗列了减小测量误差的一些建议。

1、优先选择高隔离度(平衡端口到另一平衡端口之间的隔离度)和高回波损耗的巴伦。所选巴伦应该具有高共模抑制比和较好的幅度相位平衡性。如果其它参数都相同的情况下,选择低插入损耗的巴伦。

2、在巴伦和待测器件之间使用短的相位匹配的同轴线缆。

3、在巴伦和待测器件之间使用最少的外部衰减量,从高衰减逐步降低衰减量,直至信号波形开始变化时的衰减量就是最小必须衰减量。

4、如果巴伦的端口对地直流短路,在巴伦的差分端口使用直流隔离器。

从相位噪声测量的角度看,市场上的巴伦可以分为通用产品和高性能产品。通用的巴伦一般具有±1dB的幅度平衡性和±10度的相位平衡性、6dB的隔离度、10dB的回波损耗和20dB的共模抑制比,有的巴伦的指标比这些还低。高性能巴伦通常具有±0.5dB的幅度平衡性和±5度的相位平衡性、15dB的隔离度、15dB的回波损耗和25dB的共模抑制比,有的巴伦的指标比这些还高。只有少数高性能巴伦具有高隔离度,具有高隔离度的巴伦通常被称作180度混合合路器/分路器。抛开这些专业词汇,用于相位噪声测量的巴伦要注重以上高性能参数,尤其是注重隔离度和回波损耗。低插入损耗的巴伦也能改善相位噪声测量,根据架构不同,改善程度一般在3.5dB到6.5dB之间。(译者:于斌)

国际空间站SSTV下传,七月中旬再次来临

7月15日左右,又一次来自国际空间站的SSTV图片下传即将开始,抓住机会!

本次SSTV下传活动是为了纪念ARISS(国际空间站业余无线电计划)成立20周年,因此空间站上的宇航员将下传一套12张SSTV图像,代表了ARISS计划的不同成就。其下传的频率为145.800MHz FM模式。你可以使用一支简单的定向天线和手台、车载台、SDR接收。接收到的信号可以直接进行解码,或是录音之后回家再解码。由于一共有12种图片,每次过境可能最多只能完整接收1~2张,因此你可能需要等空间站多次过境后才能接收完全。

ARISS SSTV博客上对于这次下传有着这样的介绍

虽然具体的时间仍未敲定,但7月15日左右的SSTV下传基本已经板上钉钉。具体来说,我们将会至少操作2天的时间,并尽可能的延长操作时间。这一切都要取决于操作的宇航员的工作计划。

我们(指ARISS)的第一次会议开始于1996年,在和平号空间站各项事务上的良好合作使我们在国际空间站上的工作变得非常顺利。第一次在国际空间站上与地面上的学校完成的通联发生在2000年11月,而迄今为止,已经完成了1103个与学校的通联(KAJ注:其中包括我国的学校)。ARISS已经达到了非常巨大的成就。我们与众多人口对话,激励着无数学子向着科学、技术、工程和数学高峰攀登。

更多关于SSTV下传的信息将于本周揭晓,也请你将下传的信息和详情告诉身边的学生和老师,尝试着接收这些画面。我们等待着你的声音。

【科技历史】世界上第一台网络分析仪

【科技历史】世界上第一台网络分析仪

来源:信号完整性

基于测量射频接口和器件的需求,HP公司(是德科技的前前身)于1967年发明了第一台网络分析仪8410A。8410A的发明,把阻抗测量从纸上的史密斯圆图搬到仪器上实现精确快速测量。

【科技历史】世界上第一台网络分析仪

图1 第一台网络分析仪8410A

8410A网络分析仪工作原理框图如图2所示。(编者注:前段时间和一些老工程师聊天,说现在很多外国内的网络分析仪都是参考的这个原理框图。有兴趣的工程师,可以去查阅一些文献资料,可以看到非常详细的电路图)

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图2 8410A工作原理框图

当时,器件网络分析的典型工作系统如图3所示。(编者注:最早期的时候,设备的功能都是非常单一的,不像现在,很多设备都是多元化的,不管是设计人员还是使用的工程师,巴不得一台设备搞定所有的工作,现在有的设备商或者集成商都在干这类的事情)

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图3 网络分析典型工作系统

1970年,HP发布了第一台自动化的网络分析仪8542A。(编者注:自动化和智能化是每一个时代都在追求的,不管是和圈子里的朋友聊天还是客户工程师提的一些诉求,测试和仿真都是在讲智能化,解救劳动力)

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图4 自动化网络分析仪8542A

8542A可进行自动化的测量,大大提高了测量速度和效率,图5是其测量一个滤波器的结果。

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图5 滤波器的自动化测量

继续的创新是需要把自动化网络分析仪的体积缩小。在1976年,HP发布了第一台全集成式的网络分析仪8505A,频率可达1.3GHz。这时候已经发明了HPIB(即GPIB),可以编程控制这台网络分析仪。

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图6 全集成式网络分析仪8505A

8505A工作原理框图如图7所示。

【科技历史】世界上第一台网络分析仪

图7 8505A工作原理框图

HP于1984年发布了第一台数字化矢量网络分析仪3577A,频率可达200MHz。

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图8 数字化VNA3577A

HP于1985年发布了最高性能的网络分析仪8510A,频率高达110GHz。(编者注:第一次看到这个指标的时候,我以为错了,再查资料,确认没错。80年代110G的网络分析仪,这着实厉害,上周问了下同事,现在在国内采购110GHz的网络分析仪不受管控,但是120GHz的网络分析仪还是需要申请license才可以,这让咱们这些工程师情何以堪呐,小编到目前为止,使用过的最高带宽也只有67GHz)

【科技历史】世界上第一台网络分析仪

图9 经典的8510A

紧急补课:关于异频操作

相信许多朋友已经将B7CRA这个新呼号收入囊中,一定还有更多的朋友正在踊跃前往频率上对远征台进行“围追堵截”,但需要注意的是,远征台大部分时间采用的是异频操作,一味地在听到远征队的频率上回答,对方是听不见的!而且你还会干扰到其他守听该频率的其他追逐台。如何进行异频操作呢?

一般来说,我们首先听到远征台的频点是远征台的异频回答,而远征台真正守听的频率一般在这个频率之上。这就像是去一个熙熙攘攘的菜市场里买菜一样,有很多人围着一个摊主七嘴八舌的买菜,摊主必然什么都听不清,这时候,摊主要求我们一个一个的来,把密度分散开。收听的效果就会好很多。而远征台也是一样,远征台会在回答频率上方的一个区域内来回扫描并回答,而追远征的人均匀地分布在回答频率上方的一小块区域中,这样远征台就可以清晰的听到大家的声音了。一般来说远征台是不会守听自己的回答频率的,所以在回答频率上回应远征台是没有用的。如何使用异频操作呢?其实非常简单。我们以八重洲FT-2000为例,来演示一下异频操作。

在正常操作的过程中,我们是在同一个频率上进行收发,此时发射和接收指示灯都显示在VFO-A上。以VFO-A的频率作为收发频率。

当异频操作时,我们先将VFO-A的频率调整至远征台的回答频率上(这个例子中为7060kHz)。然后将VFO-B调整至欲呼叫的频率(以UP5为例的话则是7065)

在面板上找到“SPLIT”键,按一次进入异频模式。

此时,电台将在VFO-A 7060kHz上进行接收,而在VFO-B 7065kHz上进行发射。按下PTT时你可以看到发射的指示灯出现在VFO-B上了。

如果想要退出异频模式的话,再按一下SPLIT即可。其他电台的操作与此类似,你可以查阅电台的说明书以了解更多的操作方式。

在追逐远征台的时候,你可以选择紧跟着被远征台“选中”的电台的频率跑、也可以选择认准一个频率“蹲点”。操作的方式有很多种,但最终的目的都是让远征台选中你,祝各位友台都能够通联到远征电台,也祝新手朋友们拿到自己的第一个远征电台!

PCB走线注意事项

PCB走线注意事项

来源:电子工程专辑

1. 一般规则
1.1 PCB板上预划分数字、模拟、DAA信号布线区域。
1.2 数字、模拟元器件及相应走线尽量分开并放置於各自的布线区域内。
1.3 高速数字信号走线尽量短。
1.4 敏感模拟信号走线尽量短。
1.5 合理分配电源和地。
1.6 DGND、AGND、实地分开。
1.7 电源及临界信号走线使用宽线。
1.8 数字电路放置於并行总线/串行DTE接口附近,DAA电路放置於电话线接口附近。

2. 元器件放置
2.1 在系统电路原理图中:
a) 划分数字、模拟、DAA电路及其相关电路;
b) 在各个电路中划分数字、模拟、混合数字/模拟元器件;
c) 注意各IC芯片电源和信号引脚的定位。
2.2 初步划分数字、模拟、DAA电路在PCB板上的布线区域(一般比例2/1/1),数字、模拟元器件及其相应走线尽量远离并限定在各自的布线区域内。
Note:当DAA电路占较大比重时,会有较多控制/状态信号走线穿越其布线区域,可根据当地规则限定做调整,如元器件间距、高压抑制、电流限制等。
2.3 初步划分完毕后,从Connector和Jack开始放置元器件:
a) Connector和Jack周围留出插件的位置;
b) 元器件周围留出电源和地走线的空间;
c) Socket周围留出相应插件的位置。
2.4 首先放置混合型元器件(如Modem器件、A/D、D/A转换芯片等):
a) 确定元器件放置方向,尽量使数字信号及模拟信号引脚朝向各自布线区域;
b) 将元器件放置在数字和模拟信号布线区域的交界处。
2.5 放置所有的模拟器件:
a) 放置模拟电路元器件,包括DAA电路;
b) 模拟器件相互靠近且放置在PCB上包含TXA1、TXA2、RIN、VC、VREF信号走线的一面;
c) TXA1、TXA2、RIN、VC、VREF信号走线周围避免放置高噪声元器件;
d) 对於串行DTE模块,DTE EIA/TIA-232-E
系列接口信号的接收/驱动器尽量靠近Connector并远离高频时钟信号走线,以减少/避免每条线上增加的噪声抑制器件,如阻流圈和电容等。
2.6 放置数字元器件及去耦电容:
a) 数字元器件集中放置以减少走线长度;
b) 在IC的电源/地间放置0.1uF的去耦电容,连接走线尽量短以减小EMI;
c) 对并行总线模块,元器件紧靠
Connector边缘放置,以符合应用总线接口标准,如ISA总线走线长度限定在2.5in;
d) 对串行DTE模块,接口电路靠近Connector;
e) 晶振电路尽量靠近其驱动器件。
2.7 各区域的地线,通常用0 Ohm电阻或bead在一点或多点相连。

3. 信号走线
3.1 Modem信号走线中,易产生噪声的信号线和易受干扰的信号线尽量远离,如无法避免时要用中性信号线隔离。
Modem易产生噪声的信号引脚、中性信号引脚、易受干扰的信号引脚如下表所示:
3.2 数字信号走线尽量放置在数字信号布线区域内;
模拟信号走线尽量放置在模拟信号布线区域内;
(可预先放置隔离走线加以限定,以防走线布出布线区域)
数字信号走线和模拟信号走线垂直以减小交叉耦合。
3.3 使用隔离走线(通常为地)将模拟信号走线限定在模拟信号布线区域。
a) 模拟区隔离地走线环绕模拟信号布线区域布在PCB板两面,线宽50-100mil;
b) 数字区隔离地走线环绕数字信号布线区域布在PCB板两面,线宽50-100mil,其中一面PCB板边应布200mil宽度。
3.4 并行总线接口信号走线线宽>10mil(一般为12-15mil),如/HCS、/HRD、/HWT、/RESET。
3.5 模拟信号走线线宽>10mil(一般为12-15mil),如MICM、MICV、SPKV、VC、VREF、TXA1、TXA2、RXA、TELIN、TELOUT。
3.6 所有其它信号走线尽量宽,线宽>5mil(一般为 10mil),元器件间走线尽量短(放置器件时应预先考虑)。
3.7 旁路电容到相应IC的走线线宽>25mil,并尽量避免使用过孔。
3.8 通过不同区域的信号线(如典型的低速控制/状态信号)应在一点(首选)或两点通过隔离地线。如果走线只位於一面, 隔离地线可走到PCB的另一面以跳过信号走线而保持连续。
3.9 高频信号走线避免使用90度角弯转,应使用平滑圆弧或45度角。
3.10 高频信号走线应减少使用过孔连接。
3.11 所有信号走线远离晶振电路。
3.12 对高频信号走线应采用单一连续走线,避免出现从一点延伸出几段走线的情况。
3.13 DAA电路中,穿孔周围(所有层面)留出至少60mil的空间。
3.14 清除地线环路,以防意外电流回馈影响电源。

4. 电源
4.1 确定电源连接关系。
4.2 数字信号布线区域中,用10uF电解电容或钽电容与0.1uF瓷片电容并联后接在电源/地之间.在PCB板电源入口端和最远端各放置一处,以防电源尖峰脉冲引发的噪声干扰。
4.3 对双面板,在用电电路相同层面中,用两边线宽为 200mil的电源走线环绕该电路。(另一面须用数字地做相同处理)
4.4 一般地,先布电源走线,再布信号走线。

5. 地
5.1双面板中,数字和模拟元器件(除DAA)周围及下方未使用之区域用数字地或模拟地区域填充,各层面同类地区域连接在一起,不同层面同类地区域通过多个过孔相连:Modem DGND引脚接至数字地区域,AGND引脚接至模拟地区域;数字地区域和模拟地区域用一条直的空隙隔开。
5.2 四层板中,使用数字和模拟地区域覆盖数字和模拟元器件(除DAA);Modem DGND引脚接至数字地区域,AGND引脚接至模拟地区域;数字地区域和模拟地区域用一条直的空隙隔开。
5.3 如设计中须EMI过滤器,应在接口插座端预留一定空间,绝大多数EMI器件(Bead/电容)均可放置在该区域;未使用之区域用地区域填充,如有屏蔽外壳也须与之相连。
5.4 每个功能模块电源应分开。功能模块可分为:并行总线接口、显示、数字电路(SRAM、EPROM、Modem)和DAA等,每个功能模块的电源/地只能在电源/地的源点相连。
5.5 对串行DTE模块,使用去耦电容减少电源耦合,对电话线也可做相同处理。
5.6 地线通过一点相连,如可能,使用Bead;如抑制EMI需要,允许地线在其它地方相连。
5.7 所有地线走线尽量宽,25-50mil。
5.8 所有IC电源/地间的电容走线尽量短,并不要使用过孔。

6. 晶振电路
6.1 所有连到晶振输入/输出端(如XTLI、XTLO)的走线尽量短,以减少噪声干扰及分布电容对Crystal的影响。XTLO走线尽量短,且弯转角度不小於45度。(因XTLO连接至上升时间快,大电流之驱动器)
6.2 双面板中没有地线层,晶振电容地线应使用尽量宽的短线连接至器件上离晶振最近的DGND引脚,且尽量减少过孔。
6.3 如可能,晶振外壳接地。
6.4 在XTLO引脚与晶振/电容节点处接一个100 Ohm电阻。
6.5 晶振电容的地直接连接至 Modem的GND引脚,不要使用地线区域或地线走线来连接电容和Modem的GND引脚。

7. 使用EIA/TIA-232接口的独立Modem设计
7.1 使用金属外壳。 如果须用塑料外壳,应在内部贴金属箔片或喷导电物质以减小EMI。
7.2 各电源线上放置相同模式的Choke。
7.3 元器件放置在一起并紧靠EIA/TIA-232接口的Connector。
7.4 所有EIA/TIA-232器件从电源源点单独连接电源/地。电源/地的源点应为板上电源输入端或调压芯片的输出端。
7.5 EIA/TIA-232电缆信号地接至数字地。

针对模拟信号,再作一些详细说明:
模拟电路的设计是工程师们最头疼、但也是最致命的设计部分,尽管目前数字电路、大规模集成电路的发展非常迅猛,但是模拟电路的设计仍是不可避免的,有时也是数字电路无法取代的,例如 RF 射频电路的设计!这里将模拟电路设计中应该注意的问题总结如下,有些纯属经验之谈,还望大家多多补充、多多批评指正!…

(1)为了获得具有良好稳定性的反馈电路,通常要求在反馈环外面使用一个小电阻或扼流圈给容性负载提供一个缓冲。
(2)积分反馈电路通常需要一个小电阻(约 560 欧)与每个大于 10pF 的积分电容串联。
(3)在反馈环外不要使用主动电路进行滤波或控制 EMC 的 RF 带宽,而只能使用被动元件(最好为 RC 电路)。仅仅在运放的开环增益比闭环增益大的频率下,积分反馈方法才有效。在更高的频率下,积分电路不能控制频率响应。
(4)为了获得一个稳定的线性电路,所有连接必须使用被动滤波器或其他抑制方法(如光电隔离)进行保护。
(5)使用 EMC 滤波器,并且与 IC 相关的滤波器都应该和本地的 0V 参考平面连接。
(6)在外部电缆的连接处应该放置输入输出滤波器,任何在没有屏蔽系统内部的导线连接处都需要滤波,因为存在天线效应。另外,在具有数字信号处理或开关模式的变换器的屏蔽系统内部的导线连接处也需要滤波。
(7)在模拟 IC 的电源和地参考引脚需要高质量的 RF 去耦,这一点与数字 IC 一样。但是模拟 IC 通常需要低频的电源去耦,因为模拟元件的电源噪声抑制比(PSRR)在高于 1KHz 后增加很少。在每个运放、比较器和数据转换器的模拟电源走线上都应该使用 RC 或 LC 滤波。电源滤波器的拐角频率应该对器件的 PSRR 拐角频率和斜率进行补偿,从而在整个工作频率范围内获得所期望的 PSRR 。
(8)对于高速模拟信号,根据其连接长度和通信的最高频率,传输线技术是必需的。即使是低频信号,使用传输线技术也可以改善其抗干扰性,但是没有正确匹配的传输线将会产生天线效应。
(9)避免使用高阻抗的输入或输出,它们对于电场是非常敏感的。
(10)由于大部分的辐射是由共模电压和电流产生的,并且因为大部分环境的电磁干扰都是共模问题产生的,因此在模拟电路中使用平衡的发送和接收(差分模式)技术将具有很好的 EMC 效果,而且可以减少串扰。平衡电路(差分电路)驱动不会使用 0V 参考系统作为返回电流回路,因此可以避免大的电流环路,从而减少 RF 辐射。
(11)比较器必须具有滞后(正反馈),以防止因为噪声和干扰而产生的错误的输出变换,也可以防止在断路点产生振荡。不要使用比需要速度更快的比较器(将 dV/dt 保持在满足要求的范围内,尽可能低)。
(12)有些模拟 IC 本身对射频场特别敏感,因此常常需要使用一个安装在 PCB 上,并且与 PCB 的地平面相连接的小金属屏蔽盒,对这样的模拟元件进行屏蔽。注意,要保证其散热条件。

为业余电台爱好者设计的车载电台 ——威诺VR-6600Pro测评

车载电台输出功率大、通信距离远、手持话筒操作有感觉,一直以来是有车一族HAM的最爱,同时高功率输出的车载电台也被很多HAM放在家里作为基地台使用。国产商用电台中,手持对讲机机型丰富,但车载对讲机的可选项并不多,为业余无线电设计的产品更是屈指可数。大多数国产车载电台考虑到消费市场结构在产品设计上都偏向商用,可玩性不如进口业余电台同类产品,对于热衷玩功能挖潜力的HAM来说多少有些遗憾。

我们很高兴的看到泉州威诺电子科技有限公司打造了一款完全针对业余电台爱好者的车载电台VR-6600Pro。它在正式上市前征求过HAM玩家的意见,使得产品在细节方面更符合国内HAM的口味。VR-6600Pro很多设计虽然算不上首创但在国产电台中也算得上一枝独秀。威诺VR-6600Pro定位为业余电台高端机型,在功能和硬件配置上甚至不输于国外大牌一些曾经的旗舰机型。VR-6600Pro的VHF/UHF双频、双显、双接收(支持U+U或V+V同时接收)和VHF/UHF双50W大功率输出,是目前进口业余电台高端机型的标配。

威诺VR-6600Pro为完全分体式设计,机头控制器和机身完全独立。威诺VR-6600Pro机头为大体积大屏幕设计,使用了一块130×40mm大小的高密度(264×64像素)点阵液晶屏,比一般常见业余电台车载台所用液晶屏2倍还要大,给人第一眼就有高大上的感觉。本机的中文操作菜单也是一个很实用的亮点。并且可以设置自己个性化的中文开机显示和中文信道名称。

VR-6600Pro随包装提供了一个吸盘型的机头支架,方便吸在车窗玻璃上,在桌面固定使用时可以吸在光滑平面或底板上以支撑机头控制器。这个机头支架虽然做工一般但非常实用,VR-6600Pro在机头控制器上设计了一般车台不具备的双扬声器、PTT、话筒并支持连接手持话筒,好处是机头控制器几乎就是一个完整的工作平台,只需要一条控制电缆与主机连接,这种设计在远距离分离安装中可以减少引出独立的音频线和话筒线,只要一条数据线就能全搞定,甚是方便简洁。

威诺VR-6600Pro定位高端,其外形和功能设计有特色,内部做工和用料也不错。除了厚重的主机外壳外内部线路板和焊接工艺在国内也算上乘,贴片元器件排列整齐,布线设计没有飞线。关键部件选用了进口名牌保证产品的耐用度,降低故障率。

说了这么多,来实测一下机器吧!

威诺VR-6600Pro为双频段双显示双接收的车载电台,可工作在144/430MHz业余波段。笔者拿到的样机发射频段被限制在144.000~147.995MHz和430.000~439.995MHz纯业余频段。有特殊需求的用户在购买时不妨确认一下。

接收方面:实测VR-6600Pro接收范围为0.5~1.710MHz(AM)、76~108MHz(广播)、108~136MHz、144~148MHz、174~250MHz、300~400MHz、430~440MHz、489~520MHz。如果V/U主频段扩频后接收范围会更广一些。通信频段可实现U+U、V+V、U+V模式接收,两个接收通道相对独立。VR-6600Pro解调模式支持传统模拟FM、N-FM、AM。VR-6600Pro接收电流在0.36A(静音)~0.5A(扬声器高音量)水平。VR-6600Pro接收灵敏度很高,实测在435.100MHz静噪打开灵敏度可优于-122dBm,有效灵敏度可优于-123dBm。

信号表方面:VR-6600Pro依托大屏S信号强度表做得很漂亮,看上去十分细致,笔者用信号源测试他的信号表,实际提供9个有效步进指示(双频显示模式下)。从实测数据上来看VR-6600Pro的S信号强度表做得相当好,显示细致指示范围宽,在国产车载台中十分罕见。

发射方面:笔者手头的这台VR-6600Pro实际可发射频率被限制在144.000~147.995MHz和430.000~439.995MHz,所以无法做全频段发射功率测试,很遗憾无法展示三菱功放模块宽频段射频特性。笔者只能测试一下其在144MHz和430MHz业余频段的功率,测试结果两个频段50W发射功率都是足足的,三菱专业大功率功放模块的性能名副其实(况且人家功率模块指标是60W的,还有余量)。VR-6600Pro在VHF全功率发射时耗电约8.4A,在UHF全功率发射时耗电约10.5A。

扫描速度方面:笔者让VR-6600Pro在430MHz频段以12.5kHz步进连续扫描800个频点,实际耗时约122s。这样算下来VR-6600Pro实际频率搜索扫描速度约为6.5CH/s,属于主流国产机的扫描速度水平,尚不及大部分进口车载台。

总的来说威诺VR-6600Pro在设计、功能、性能方面都是相当不错的车载电台,将国产车载电台又抬升了一个档次,属于国货中的高端产品。VR-6600Pro价格实惠,性价比高,基本是以进口入门级机的价格买到主流高端机的功能和性能。

如何提高自己被远征队“点名”的概率?

B7CRA——这是一次我国爱好者的远征,在我国的西沙群岛AS-143设台操作,无论你是DX追逐的老手,还是刚刚开始短波通联,计划将这个呼号作为自己DX事业的开始,你都不应该错过这个机会!相信有着很多朋友与你一样有着相同的想法,如何能够让自己通联远征台时被点中的几率提高呢?

我们要明确一个概念,远征并不是只有“电台出现在空中”这一个时刻,对于远征队来说,它包括了事前策划准备、事中的架台通联以及回来之后的确认和整理等等,而对于我们追逐远征的人来说,同样也要把时间划分成三个部分来进行相应的准备。

事前:未雨绸缪,制定规划

远征队在前往DX地点之前要准备自己的设备,追逐DX的人也同样要准备自己的设备。准备设备的最低限度是保证其能正常操作,所有设备工作正常。在大圆图上找到远征地点并将自己的定向天线旋转至该方向上。如果有机会的话,就试着对远征地附近的电台进行实际通联测试。

除了硬件上的准备外,你还要在“软件”上对于远征队进行一次全面的了解,这包括但不限于:远征队操作时间安排、操作频段安排、各个频段上的天线安排、OP人数和操作习惯等。这些问题将直接指导你制作出自己的操作目标,并有的放矢,针对性的搜索和操作。

事中:知己知彼,百战不殆

在远征队开始操作之后,你的目标就非常明确:与其完成通联。我们首先要找到远征台,除了在之前了解到的操作频段上来回扫描,期望“偶遇”远征台以外,你的得力助手应该是各种各样的Cluster。全球的火腿将会把自己所听到的有趣电台和频率上传至Cluster上,这个过程称为“Spot”。而在软件和网站上你可以搜索到你所感兴趣的电台,从而就能知道远征台的工作频率。

以B1Z为关键字,在DXSummit网站上搜索的结果

找到了远征台之后,它的周围一定会被大量的电台所包围。你首先要做的就是多听,了解一下远征台的当前状况:对方是否在指定呼叫区域?对方以怎样的方式进行呼叫?对方是否在异频呼叫,其异频扫描方式如何?只有了解了这些信息,你才能够以对方能够听到的方式进行回答。在这个过程中,你还可以通过收听呼叫远征台的其他追逐者的情况来确定当前的传播和频率情况:我附近区域的电台是否能被远征台所听到?频率上是否有大量的“长枪短炮”在轰炸远征台?“JA墙”是否出现?

等到你摸清楚了以上的基础情况,你就可以考虑进行呼叫了。如果你的电台和天馈并不占优势、大台和JA墙“久治不愈”,你应考虑战略性撤退,等到远征后几天的“白菜时间”进行呼叫。而若是你也是“大炮”电台,就可以试着呼叫了——呼叫的方式有很多种,BA4ALC在《从HF入门到DXCC》文中举了一些非常好的例子,在此摘录下来:

直接呼叫

顾名思义,在DX放呼叫后马上回答,如果pileup不太拥挤,或者你自己的信号足够强,就不需要用别的技巧了。

延迟呼叫

当你的信号不够强,在第一时刻就回答dx台,很容易被淹没在强大的pileup中,这时候你可以比别人晚一点呼叫,希望主叫者一开始什么都听不清,第一波过去之后正好听到你的回应。

故意频偏

大多数回应者都会在主叫者准确的收听频率上呼叫,尤其在cw模式的时候,主叫者听到的是同一个音调的重叠,很不容易分出单个呼号,这时候故意频偏就可以把你自己的信号和别人区别开来。

部分呼叫

部分呼叫的意思是只报你呼号的一部分,比如你的前缀或后缀,突出比较容易抄收的字母,或突出你的地理位置,同时也在相同的时间里可以多呼叫几次,增加被听到的几率,但是有不少操作员只抄整个呼号,这时候这招就不管用了。

出其不意

正常的呼叫有时候真的很难,那么有可能可以搞一些小花招,比如对方在被日本台围攻,你可以突出你的地域,强调BA4,甚至直接叫CHINA。还可以到用问候语,good morning,hello等,比较幽默的操作员会回答你的。

等待时机

选择传播比较好的时候就参与PILEUP,你可以从传播预测中做好某个波段在什么时候去追的预测。有时候信号会有周期很长的QSB现象,你能明显发现波峰波谷的存在,抓住波峰的时刻去呼叫,能提高你的命中率。有时候不一定传播最好的时候是最容易通联的时刻,DX台对你的传播好的时候同样还会有别的好的开通地区,所以你可以通过分析避开其他地区传播好的时刻,让你的信号在某一时刻相对强。

跟踪追击

如果DX台的收听频率是一个范围,你就需要去认真收听他具体在哪个频率上收听,也就是说看哪个频率有人被“点”中了,你就跟着马上回答,被听到的机会就比单独守一个频率高多了,有时候DX台会从上到下或从下到上扫描着收听,你可以找出他当时的规律,在他将要到达的地方等着他。

守株待兔

跟踪追击时候不管用,尤其是你听不到其他电台的回应或者DX台操作毫无规律可循的时候,你根本无法判断操作员在哪里收听,这时候只有老老实实在一个地方等这他了。 另外一层意义我觉得更像守株待兔:你可以在网络上或经过多天守听发现dx台在有固定的工作频率,在没有传播的时候就打开收发信机在dx台预计出现的频率上守候着,一旦他第一次出现,你可以在同频回答到他的CQ,不需要跟别人竞争,等你通完了在发个spot出去,让别人蜂拥而至吧。

见缝插针

当你能听到大多数回应者,但是由于你自己的信号太弱,上面的招数别人也在用,在哪你都竞争不过别人,pileup的时候扎堆的现象比较严重,那时候就需要远离热闹的位置,找个相对安静的地方,耐心的等DX台扫到你,DX台在扫描的时候通常也是找他最容易听清的地方去听的。

拓展空间

有的DX台开的窗口很大,没有很明确的范围,这时候你就可以向外拓展空间,什么地方人开始少了,你就在更外面一点的地方等着。但是还有一招比较损,就是向内扩展空间,通常CW会UP1以上,SSB会up5以上,99%会守这个规矩,这时候你可以UP到0.7,0.8,0.9khz的地方等着,这地方肯定人少或者根本没有人,全当你的机器有频偏了,跟操作员打个擦边球,有点操作员不吃这套,此时擦边球需要更像那么回事,那么被接纳的可能性也越大。

死缠烂打

欧洲人比较喜欢用这招,一直不停呼叫,只要没有被点中,就继续呼叫,这是比较被鄙视的风格,但是有的操作员为了快点清理频率,会赶快把你打发掉的,不过前提还是你有足够强的信号过去,故意被操作员讨厌有时候也是一种方法,只要你不怕被人鄙视。

事后:赠人Spot,手有余香

成功完成了与远征台的通联,平复一下激动的心情,你还有事情要做。

这次的西沙群岛远征有在线QSO确认系统,你可以在网页上实时看到自己的通联记录,如果通联过却没有自己的信息的话,可能是记录信息时出现了错误,加把劲,再和远征台通联一次吧!很多远征台也有类似的系统,在远征台的信息公布页面上能找到相应的信息。

DXSummit网站上上传Spot的方式

完成通联之后,记得把远征台的呼号和频率信息上传到Cluster上(Spot远征台),以便让更多的电台与其通联。

如果你需要远征台的卡片的话,记得查询远征消息公布网站以获得追卡的方式。

远征台是一块大蛋糕,人人都想尝尝它的味道——但是这没有那么简单,只有具备相应的技巧,做好充分的准备才有机会与它进行通联!

B7CRA远征来了!三沙市永兴岛

为适应我国业余无线电的发展、满足国内外业余无线电爱好者海岛通信的需求,CRAC组织的“2017赴西沙群岛业余无线电通信B7CRA远征队”将于近日登上海南省三沙市永兴岛,开展为期大约一周的业余电台通联操作。

部分远征队员将于今天(6月23日)乘船将大部分业余无线电设备和器材运送上岛,其余队员将于本周日(6月25日)乘坐我国民航客机登岛。永兴岛业余电台架设完毕后即将展开与国内外业余电台的通联操作。远征队还将视情况设法在永兴岛附近的七连屿岛群中的赵述岛等岛屿上进行操作。

希望我国业余电台操作员们相互分享有关信息,以便充分利用这次机会成功联络到来自我国南海西沙群岛的B7CRA业余电台。本次B7CRA远征队将开辟在线电台日志网页,业余电台与B7CRA完成通联后可以上网进行查询核对,万一发现自己的QSO没有得到确认,可以再次联络(On-line Log的网址将很快在CRAC官方网站公布)。QSO管理员为BA4TB。

此次B7CRA远征队将主要在以下业余频段进行操作:3500-3900kHz、7000-7200kHz、14000-14350kHz、18068-18168kHz、21000-21450kHz、24890-24990kHz、28000-29700kHz、50-54MHz,工作方式包括CW、SSB等。

此次B7CRA远征活动得到了工业和信息化部无线电管理局、海南省无线电监督管理局、国家无线电监测中心、三沙市人民政府、三沙市气象局等单位的大力支持和帮助。来自北京、广东、湖南、江苏、海南等地的火腿队员在很短的时间内完成了大量准备工作。

在世界业余无线电爱好者最普及的短波活动“空中之岛(IOTA)”中,“西沙群岛组”的编号为AS143,是被普遍追求的稀有通联目标之一。预期B7CRA远征队业余电台将有机会与大量的各国业余电台进行双向通信,从遥远的西沙小岛把中国火腿的友谊以及和平愿望通过业余电波传达到全世界。